一種新穎的完全斷續(xù)箝位電流模式功率因數(shù)校正電路

時(shí)間：2024-09-21 04:15:40 理工畢業(yè)論文我要投稿

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摘要：提供了一種新穎的寬輸入范圍、完全DCM、箝位電流工作模式的Boost功率因數(shù)校正電路控制方法。該控制方法不存在Boost電路中二極管的反向恢復(fù)，從而提高了整個(gè)電路的效率，同時(shí)，該方案獲得了低的總諧波畸變（THD）和較高的功率因數(shù)（PF）。該方案適合于中低功率場(chǎng)合的應(yīng)用。給出了具體的理論分析和一個(gè)100W的電路實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)。

引言

在以往的有源功率因數(shù)校正電路拓?fù)渲校粋€(gè)帶乘法器的控制芯片不可避免。為了降低成本，一種電流箝位（ClampedCurrentBoost,CCB）的控制方法可以簡(jiǎn)化電路。在這種電路中，每半個(gè)周期中開關(guān)電流峰值被箝位至一個(gè)參考值。輸入電流的波形跟隨輸入電壓，?樣就可以得到理想的THD。由于它不需要乘法器來提供一個(gè)電流參考值，而可以利用任何一種峰值電流控制的芯片（如UC3843）來完成這個(gè)功能，從而大大降低了成本，簡(jiǎn)化了電路。

但是，以往提出的箝位電流模式電路，在低輸入電壓時(shí)工作在斷續(xù)電流DCM，在高輸入電壓時(shí)工作在連續(xù)電流模式CCM。而CCM的工作方式存在兩個(gè)缺點(diǎn)：一是電路中的續(xù)流二極管的反向恢復(fù)，這降低了電路的效率；二是電路中的電感值比較大，這給提高電路的功率密度帶來了困難。

本文提出了一種在通用的整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)工作在DCM的CCBPFC電路。該電路消除了二極管的反向恢復(fù)問題，從而提高了電路的工作效率；同時(shí)，由于工作在電流斷續(xù)模式，電感量減小，這樣就可以減小電感的體積，提高功率密度。

本文給出了該電路拓?fù)涞臄?shù)學(xué)分析并且給出了一個(gè)100W的電路實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

1 理論分析

電路原理圖如圖1所示。在進(jìn)行分析之前，假設(shè)以下條件成立：

——所有的元器件都是理想的；

——變換器工作在穩(wěn)態(tài)時(shí)，開關(guān)頻率?大于交流母線的頻率，從而可以認(rèn)為在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，輸入電壓是恒定的；

——輸入電壓是理想的正弦波vac=

Vmsin(ωLt)，其中ωL為交流母線的頻率；

——參考電壓在一段時(shí)間內(nèi)是一個(gè)恒定值Vref；

——輸出電壓是恒定的。

為了便于分析，使得計(jì)算的結(jié)果與具體的電路參數(shù)無關(guān)，我們采用標(biāo)幺值，即令

Vb=Vo；

Ib=Vo/Rt(Rt=2L/Ts，Ts為開關(guān)周期)；

則輸入的電壓峰值為：

Vm=Vm/Vb （1）

與傳統(tǒng)的CCBPFC電路不同，在整個(gè)母線電壓輸入周期內(nèi)，該電路工作在電流斷續(xù)模式。在每半個(gè)周期內(nèi)，有兩種電流斷續(xù)工作模式。如圖1所示，在開關(guān)周期開始階段，Boost電路中的開關(guān)管處于開通的狀態(tài)，電感中的電流iL從零開始增加。在采樣電壓（RiiL）達(dá)到參考電壓（Vref）和斜率補(bǔ)償電壓（VR）的和,或者達(dá)到最大占空比時(shí)，開關(guān)管關(guān)斷，電感電流線性減小（如圖2）。這兩種工作模式分別定義為DCM2和DCM1。

對(duì)一個(gè)周期內(nèi)電感電流求平均值，可以得到兩種DCM工作模式下的電流歸一化后的表達(dá)式分別為：

式中：Kr為電流模式斜率補(bǔ)償深度系數(shù)。